Что такое величина пульсаций выпрямленного напряжения. Как уменьшить пульсацию выпрямленного напряжения. Влияние физиологических особенностей

Напряжение, получаемое от выпрямителей, является не постоянным, а пульсирующим. Оно состоит из постоянной и переменной составляющих. Чем больше переменная составляющая по отношению к постоянной, тем больше пульсация и хуже качество выпрямленного напряжения.

Переменная составляющая формируется гармониками. Частоты гармоник определяются равенством

f(n) = kmf ,

где k – номер гармоники, k = 1, 2, 3, …, m – количество пульсов выпрямляемого напряжения, f – частота напряжения сети.

Качество выпрямленного напряжения оценивается коэффициентом пульсации p , который зависит от среднего значения выпрямленного напряжения и амплитуды основной гармоники в нагрузке.

Порядок гармонических составляющих n = km, содержащихся в кривой выпрямленного напряжения, зависит лишь от числа пульсов и не зависит от конкретной . Гармоники минимальных номеров имеют наибольшую амплитуду.

Действующее значение напряжения гармонической составляющей порядка n зависит от среднего значения выпрямленного напряжения Ud идеального нерегулируемого выпрямителя:

В реальных схемах переход тока с одного диода на другой происходит в течение некоторого конечного промежутка времени, измеряемого долями и называемого углом коммутации . Наличие углов коммутации существенно увеличивает амплитуду гармоник. В результате растут пульсации выпрямленного напряжения .

Переменная составляющая выпрямленного напряжения, состоящая из гармоник низкой и высокой частоты, создает в нагрузке переменный ток, который оказывает мешающее воздействие на другие электронные устройства.

Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения между выходными зажимами выпрямителя и нагрузкой включают сглаживающий фильтр , который значительно ослабляет пульсацию выпрямленного напряжения за счет подавления гармоник.

Основными элементами сглаживающих фильтров являются (дроссели) и , а при небольших мощностях и транзисторы.

Работа пассивных фильтров (без транзисторов и других усилителей) основана на зависимости от частоты величины сопротивления реактивных элементов (катушки индуктивности и конденсатора). Реактивные сопротивления катушки индуктивности Xl и конденсатора Xc : Xl = 2πfL, Xc = 1/2πfC,

где f – частота тока, протекающего через реактивный элемент, L – индуктивность дросселя, С – eмкость конденсатора.

Из формул для сопротивления реактивных элементов следует, что с увеличением частоты тока сопротивление катушки растёт, а конденсатора уменьшается. Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности, а катушки индуктивности – нулю.

Отмеченная особенность позволяет катушке индуктивности беспрепятственно пропускать постоянную составляющую выпрямленного тока и задерживать гармоники. Причём, чем больше номер гармоники (выше её частота), тем эффективней она задерживается. Конденсатор наоборот полностью задерживает постоянную составляющую тока и пропускает гармоники.

Основным параметром, характеризующим эффективность работы фильтра, является коэффициент сглаживания (фильтрации)

q = p1 / p2 ,

где p1 – коэффициент пульсации на выходе выпрямителя в схеме без фильтра, p2 – коэффициент пульсации на выходе фильтра.

На практике применяются пассивные Г-образные, П-образные и резонансные фильтры. Наиболее широко используются Г-образные и П-образные, схемы которых приведены на рисунке 1

Рисунок 1. Схемы пассивных сглаживающих Г-образного (a) и П-образного (б) фильтров для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения

Исходными данными для расчёта индуктивности дросселя фильтра L и ёмкости конденсатора фильтра C являются коэффициент пульсации выпрямителя, вариант схемного решения, а также требуемый коэффициент пульсации на выходе фильтра.

Расчёт параметров фильтра начинают с определения коэффициента сглаживания. Далее необходимо произвольно выбрать схему фильтра и емкость конденсатора в ней. Ёмкость конденсатора фильтра выбирают из ряда ёмкостей, приведённого ниже.

На практике используют конденсаторы следующих ёмкостей: 50, 100, 200, 500, 1000, 2000, 4000 мкФ. Меньшие значения ёмкостей из этого ряда целесообразно применять при больших рабочих напряжениях, а большие ёмкости – при невысоких напряжениях.

Индуктивность дросселя в Г-образной схеме фильтра можно определить из приближённого выражения

для П-образной схемы –

В формулы ёмкость подставляется в микрофарадах, а результат получается в генри.

Фильтрация пульсаций выпрямленного напряжения

О коэффициенте пульсации чаще всего говорят, когда рассматривают переменный электрический ток. Тогда рассматривают коэффициент пульсации напряжения или силы тока. Существует внутренне деление коэффициентов пульсации напряжения (тока) на: коэффициент пульсации напряжения (тока), коэффициент пульсации напряжения (тока) по среднему значению, по действующему значению.

В общем случае форма напряжения на выходе выпрямляющего устройства имеет постоянную (называемую полезной) и переменную (пульсирующую) составляющие.

ОПРЕДЕЛЕНИЕ

Коэффициентом пульсации напряжения (тока) называют величину, равную отношению амплитудного значения (максимальной величины) переменной компоненты пульсирующего напряжения (тока) к постоянной составляющей.

Если представить выпрямленное напряжение в виде ряда Фурье, как сумму постоянной составляющей () и некоторого числа () гармоник, имеющих амплитуды , то коэффициент пульсации напряжения () можно определить формулой:

где n — номер гармоники.

При этом компоненту считают полезным результатом деятельности выпрямителя, в отличие от пульсаций . Если форма пульсаций сложная, то максимальным значением может обладать не первая гармоника, но обычно под k понимают ее. Она применяется в расчетах и записывается в технических документах оборудования.

Разновидности коэффициентов пульсации напряжения (тока)

Коэффициентом пульсации напряжения (тока) по среднему значению называют величину, равную отношению средней величины переменной компоненты пульсирующего напряжения (тока) к постоянной составляющей.

Коэффициент пульсации напряжения (тока) по действующему значению — это параметр, который находят как отношение действующего значения переменой компоненты пульсирующего напряжения (тока) к его неизменной компоненте.

Часто потребителям не важно, какая из гармоник на выходе выпрямляющего устройства обладает наибольшим размахом. Интерес составляет общий размах пульсаций, который характеризует абсолютный коэффициент пульсаций (), который определяют выражением:

Или применяют формулу:

Коэффициент пульсации напряжения измеряют при помощи осциллографа или двух вольтметров.

Коэффициент пульсации — это одна из самых значимых характеристик выпрямителя — устройства, которое предназначено для превращения переменного напряжения источника электрической энергии в постоянное.

Единицы измерения

Коэффициент пульсации рассматривают как безразмерную величину или он может указываться в процентах.

Примеры решения задач

ПРИМЕР 1

ПРИМЕР 2

Нормальная работа всех активных элементов радиоэлектронной аппаратуры - транзисторов, тиристоров и микросхем -рассчитана на питание постоянным напряжением. Но такие источники тока, как батареи сухих элементов и аккумуляторы, недолговечны, расходуют запасенную ими электрическую энергию и поэтому нуждаются в периодической замене или подзаряде. Отсюда химические источники электрической энергии могут считаться приемлемыми исключительно для питания носимой аппаратуры или аппаратуры, эксплуатируемой в условиях отсутствия постоянных источников тока. Питание стационарной профессиональной и бытовой аппаратуры удобнее осуществлять от сети переменного тока, используя для этого преобразователь переменного напряжения в постоянное. Таким преобразователем и является выпрямитель.

Различные транзисторы, микросхемы и другие приборы рассчитаны на питание разными напряжениями, поэтому наличие в электросети именно переменного напряжения оказывается очень удобным, так как при помощи трансформатора на его вторичных обмотках из стандартного напряжения сети 220 В легко можно получить любые другие значения напряжений. Получить же различные напряжения при наличии сети постоянного тока оказалось бы значительно сложнее.

Простейшим выпрямительным устройством является од-нополупериодный выпрямитель, схема которого приведенная на рис. 35. Ее отличительной особенностью является то, что диод пропускает ток только в течение одной половины периода переменного напряжения, когда оно положительно

на верхнем по схеме выводе вторичной обмотки трансформатора. Поэтому схема и называется однополупериодной.

Если бы параллельно нагрузке R не был подключен конденсатор С, форма напряжения на нагрузке была бы такой, как показано штриховой линией, и напряжение вместо постоянного на нагрузке было бы пульсирующим. Конденсатор сглаживает пульсации выпрямленного напряжения. После включения при первом же положительном полупериоде конденсатор быстро заряжается. Ток заряда течет по вторичной обмотке трансформатора через открытый диод, конденсатор и обратно к вторичной обмотке. Сопротивление этой цепи мало и определяется сопротивлением обмотки и открытого диода. Поэтому заряд конденсатора происходит быстро. В точке А напряжение заряженного конденсатора почти равно напряжению на обмотке, а в дальнейшем оказывается больше его, из-за чего диод запирается и заряд конденсатора прекращается.

Теперь начинается разряд конденсатора на нагрузку R. Сопротивление нагрузки значительно больше, чем сопротивление цепи

заряда. Поэтому разряд конденсатора происходит медленно, до точки Б, когда напряжение на обмотке трансформатора вновь становится больше напряжения на конденсаторе, и вновь начинается его заряд. Результирующее напряжение на конденсаторе и нагрузке показано сплошной линией. Оно содержит постоянную составляющую (собственно выпрямленное напряжение) и переменную составляющую, которая называется напряжением пульсаций. Очевидно, что чем меньше сопротивление нагрузки (или чем больше потребляемый нагрузкой от выпрямителя ток), тем больше амплитуда пульсаций и меньше выпрямленное напряжение, так как в таком режиме точка Б будет располагаться ниже. Чем больше емкость конденсатора, тем медленнее он станет разряжаться и тем меньше будет амплитуда пульсаций и больше выпрямленное напряжение. Поэтому в схемах выпрямителей используют электролитические конденсаторы большой емкости.

Наибольшее выпрямленное напряжение определяется амплитудой переменного напряжения на вторичной обмотке трансформатора. По этой причине рабочее напряжение конденсатора должно быть не менее этого значения напряжения.

Выбор диода в этой схеме связан со следующими требованиями. Средний выпрямленный ток диода равен току нагрузки. Прямой импульсный ток диода равен отношению амплитуды напряжения на вторичной обмотке трансформатора к сопротивлению этой обмотки. Наконец, во время отрицательного полупериода к диоду прикладывается обратное напряжение, равное удвоенной амплитуде напряжения на вторичной обмотке.

Недостаток однополупериодной схемы выпрямления очевиден: из-за большого промежутка времени между моментами А и Б, который несколько превышает половину периода, конденсатор успевает заметно разрядиться, что приводит к повышенной амплитуде пульсаций выпрямленного напряжения. Дальнейшее сглаживание этих пульсаций затруднено тем, что частота пульсаций равна частоте сети питающего напряжения 50 Гц. В связи с этим выпрямители, собранные по однополупериодной схеме, используются лишь при больших сопротивлениях нагрузки, то есть при малом токе потребления,

когда постоянная времени разряда конденсатора велика и он не успевает заметно разряжаться за время отрицательных полупериодов напряжения.

Указанные недостатки выражены слабее в двухполупери-одной схеме выпрямления, которая показана на рис. 36. Здесь

используются два диода и вдвое увеличена вторичная обмотка трансформатора, оснащенная средней точкой. В течение одного полупериода конденсатор заряжается через один диод, а второй в это время заперт, в течение второго полупериода второй диод отпирается, а первый заперт. Форма напряжения на нагрузке при отсутствии конденсатора показана штриховой линией, а при наличии конденсатора - сплошной. Время, в течение которого конденсатор разряжается, уменьшено в этой схеме более чем вдвое. По этой причине выпрямленное напряжение получается больше, а амплитуда пульсаций значительно меньше, чем при использовании однополупериодного выпрямителя. Существенно также и то, что частота пульсаций вдвое превышает частоту питающей сети и составляет 100 Гц, что значительно облегчает последующее их сглаживание.

Несмотря на указанные преимущества, двухполупериодная схема выпрямления со средней точкой обладает и недостатками, к которым относятся услож-нениетрансформатора, а также

невозможность создания двух совершенно одинаковых половин вторичной обмотки. Это приводит к тому, что амплитуды напряжений на половинах вторичной обмотки оказываются разными. В связи с тем, что конденсатор заряжается попеременно от каждой из половин вторичной обмотки, в составе пульсаций выпрямленного напряжения появляется составляющая с частотой 50 Гц, хотя она и меньше, чем при однополу-периодном выпрямлении. Двухполупериодная схема выпрямителей широко использовалась в эпоху ламповой техники, когда применялись двуханодные кенотроны с общим катодом. Их оказывалось удобно применять в такой схеме, где катоды диодов соединены и для обоих диодрв можно использовать одну обмотку накала. У полупроводниковых диодов отсутствует подогреватель и с их внедрением двухполупериодная схема со средней точкой вторичной обмотки трансформатора, потеряв указанное преимущество, оказалась полностью вытесненной мостовой схемой выпрямления, которая в устаревшей литературе называется схемой Греца.

Мостовая схема выпрямителя показана на рис. 37. Вместо двух диодов она содержит четыре, но зато не нуждается в удвоении вторичной обмотки трансформатора. В течение одной половины периода переменного тока ток проходит от верхнего по схеме вывода вторичной обмотки через диод VD2, нагрузку, через диод VD3 к нижнему выводу вторичной обмотки. В течение следующей половины периода ток проходит от нижнего вывода обмотки через диод VD4, нагрузку, через диод VD1 к верхнему выводу вторичной обмотки трансформатора. Таким образом, в течение обоих полупериодов в нагрузке протекает ток одного и того же направления и диодами выпрямляется одно и то же переменное напряжение вторичной обмотки. Благодаря этому в составе пульсации составляющая с частотой 50 Гц отсутствует.

Мостовая схема выпрямления также является двухполупе-риодной. Форма напряжения на нагрузке в этой схеме оказывается такой же, как и в двухполупериодной схеме со средней точкой. Рабочее напряжение конденсатора также равняется амплитуде переменного напряжения на вторичной обмотке. Однако требования к диодам в обеих двухполупериодных схемах отличаются от требований в однополупериодной схеме.

Рис. 37. Мостовая схема выпрямления

В связи с тем, что ток нагрузки проходит через диоды поочередно, средний выпрямленный ток каждого диода равен половине тока нагрузки.

Обратные напряжения на диодах мостовой схемы равны не удвоенной, а одинарной амплитуде напряжения вторичной обмотки. Обратные напряжения на диодах двухполупериодной схемы со средней точкой и значения импульсных токов обеих схем такие же, как и в однополупериодной схеме. Однако ток вторичной обмотки трансформатора в мостовой схеме равен по своему эффективному значению току нагрузки, что вдвое больше, чем в однополупериодной схеме и в схеме со средней точкой. Поэтому сечение провода вторичной обмотки трансформатора в мостовой схеме должно быть в два раза больше, чем в двух других (диаметр провода - в 1,41 раз больше).

Удвоение количества диодов в мостовой схеме с лихвой окупается вдвое уменьшенным количеством витков вторичной обмотки трансформатора и уменьшением пульсаций выпрямленного напряжения. Для упрощения монтажа мостовых схем промышленностью выпускаются готовые сборки из четырех одинаковых диодов в одном корпусе, которые уже соединены между собой по схеме моста. К таким сборкам, например, относятся сборки типа КД906 со средним выпрямленным током до 400 мА и обратным напряжением до 75 В.

Недостатком мостовой схемы является прохождение выпрямленного тока последовательно через два диода. Падение напряжения на открытом кремниевом диоде достигает 1 В, а на двух последовательно включенных диодах падение напряжения при максимальном прямом токе составляет 2 В. Если выпрямитель рассчитан на низкое выпрямленное напряжение,

которое соизмеримо с падением напряжения на диодах, требуется увеличение напряжения на вторичной обмотке трансформатора. Это необходимо учитывать при расчете выпрямителя.

Если необходимо получить выпрямленное напряжение, которое превышает амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора, можно использовать однополупериодную схему удвоения выпрямленного напряжения, приведенную на рис. 38. В течение первого полупериода, когда ток вторичной обмотки направлен по схеме сверху вниз, открыт диод VD1 и заряжается конденсатор С1,

Рис. 38. Схема однополупериодного удвоения напряжения

как в схеме однополупериодного выпрямителя. В течение второго полупериода ток вторичной обмотки протекает снизу вверх. Диод VD1 заперт, и отпирается диод VD2. Теперь конденсатор С2 заряжается суммарным напряжением вторичной обмотки трансформатора и напряжением заряженного конденсатора С1, которые соединены согласно. Благодаря этому на конденсаторе С2 образуется удвоенное напряжение. Рабочее напряжение конденсатора С1 равно амплитуде, а рабочее напряжение конденсатора С2 - удвоенной амплитуде напряжения вторичной обмотки трансформатора. Обратные напряжения обоих диодов равны удвоенной амплитуде напряжения вторичной обмотки. Частота пульсаций равна частоте сети - 50 Гц.

Удвоенное напряжение на конденсаторе С2 и низкая частота пульсаций являются недостатком данной схемы. Кроме того, во время заряда конденсатора С2 конденсатор С1 быстро разряжается током заряда конденсатора С2. Во избежание резкого увеличения пульсаций и уменьшения выпрямленного напряжения приходится выбирать емкость С1 значительно больше

емкости С2. Поэтому, если использование этой схемы не диктуется построением остальной схемы блока питания, лучше приме нять другую схему удвоения напряжения, показанную на рис. 39.

Здесь за один полупериод заряжается через диод один конденсатор, а в течение второго полупериода через второй диод заряжается второй конденсатор. Выходное выпрямленное напряжение снимается с обоих конденсаторов, включенных последовательно и согласно. Каждый конденсатор

заряжается по схеме однопо-лупериодного выпрямителя, но суммарное напряжение оказывается двухполупериодным, разряд конденсаторов происходит только через нагрузку, поэтому частота пульсаций вдвое больше частоты питающей сети, а форма выходного напряжения аналогична форме у двухполупериодного выпрямителя. Выходное напряжение почти равно удвоенной амплитуде напряжения вторичной обмотки. Рабочее напряжение обоих конденсаторов равно амплитуде этого напряжения. Обратное напряжение на каждом диоде равно удвоенной амплитуде. Таким образом, использование этой схемы выгоднее, чем схемы, показанной на рис. 38.

Интересно заметить, что при постоянном значении напряжения на вторичной обмотке трансформатора мостовая схема обеспечивает получение выпрямленного напряжения в два раза большего, а схема удвоения напряжения (см. рис. 39) -в четыре раза большего, чем двухполупериодная схема со средней точкой. Следует упомянуть, что в устаревшей литературе схема удвоения напряжения, приведенная на рис. 39, называется схемой Латура.

Рассмотрим еще две схемы выпрямителей с умножением напряжения. На рис. 40 приведена схема выпрямителя с учетве-рением напряжения, построенная по тому же принципу, что и схема, приведенная на рис. 38. В течение одного полупериода заряжаются конденсаторы С1 напряжением обмотки и СЗ суммой напряжения обмотки и заряженного конденсатора С2 минус напряжение на С1; при этом С2 разряжается.

Конденсатор С1 заряжается до амплитуды, а СЗ - до удвоенной амплитуды напряжения на обмотке. В течение следующего полупериода заряжаются С2 суммарным напряжением на обмотке и на С1, а также С4 суммой напряжений на обмотке, на С1 и на СЗ минус напряжение на С2; при этом С1 и СЗ разряжаются. Оба конденсатора С2 и С4 заряжаются до удвоенной амплитуды напряжения на обмотке. Результирующее напряжение снимается с соединенных последовательно и согласно конденсаторов С2 и С4. Частота пульсаций выпрямленного напряжения в этой схеме составляет, как и в схеме на рис. 38, 50 Гц.

Рис. 40. Схема однополупериодного умножения напряжения

На рис. 41 показана двухполупериодная схема учетверения напряжения, подобная схеме, приведенной на рис. 39. Принцип ее действия читатель может рассмотреть самостоятельно по аналогии с предыдущими схемами. Здесь частота пульсаций составляет 100 Гц, и два конденсатора С1 и СЗ работают при напряжении, равном одинарной амплитуде напряжения вторичной обмотки трансформатора вместо одного конденсатора С1 в схеме на рис. 40. При одинаковом количестве элементов эта схема выгоднее предыдущей.

Достоинством схемы, изображенной на рис. 40, является возможность умножения напряжения в нечетное число раз. Так, если удалить конденсатор С4 и подключенный к нему диод, а выпрямленное напряжение снимать с конденсаторов С1 и СЗ, получится утроенное напряжение. Схема же, показанная на рис. 41, позволяет получать только выпрямленное напряжение в четное число раз большее напряжения на вторичной обмотке трансформатора.

Рис. 41. Схема двухполупериодного умножения напряжения

Выпрямление с умножением напряжения не ограничивается его учетверением; подключая дополнительные цепочки, состоящие из диода и конденсатора, можно увеличивать коэффициент умножения. Часто требуется получить высокое выпрямленное напряжение, измеряемое киловольтами. Для достижения этой цели имеются два пути: либо намотать высоковольтную вторичную обмотку трансформатора и выпрямить полученное с нее высокое напряжение простым выпрямителем, либо использовать схему умножения. Второй способ целесообразнее. Высоковольтные обмотки трансформаторов имеют низкую надежность, так как необходимо тщательно изолировать их от других обмоток и от сердечника, а также хорошо изолировать слои этой обмотки один от другого. Кроме того, сама намотка высоковольтных обмоток весьма трудоемка: приходится наматывать тысячи витков очень тонким проводом, который при малейшем натяжении легко рвется. Наконец, выпрямитель требует применения высоковольтных конденсаторов и диодов с очень большим допустимым обратным напряжением. Выход находят путем последовательного соединения нескольких конденсаторов и нескольких диодов. Но тогда при том же количестве конденсаторов и диодов целесообразнее собрать выпрямитель с умножением напряжения, одновременно избавившись от необходимости намотки высоковольтной обмотки трансформатора.

При расчётах источников электропитания любое радиоустройство или станцию связи представляют активным эквивалентом с сопротивлением

(1) где U 0 — постоянная составляющая напряжения, I 0 — ток нагрузки.

Реальная нагрузка обычно нелинейна, поэтому часто используют дифференциальное сопротивление нагрузки:

Обычно R н ≠ R НД, поэтому расчёты вторичных источников электропитания справедливы только для номинального режима и это является источником погрешности в расчётах показателей выпрямительных устройств.

Коэффициент полезного действия

Основной характеристикой любого энергетического устройства является его КПД, который равен отношению активных мощностей на выходе (Рвых) и на входе (Р — мощность, потребляемая от первичной сети):

Если первичная сеть постоянного тока, то потребляемую мощность определяют P = U ВХ ×I ВХ. Если первичная сеть переменного тока, то мощность, потребляемая от сети при гармоническом токе равна:

Справедлив треугольник мощностей (рисунок 1):

Если ток потребления несинусоидальный, то активная мощность потребляется только на той частоте, которая совпадает с частотой напряжения сети. Здесь в полной мощности появляется ещё одно слагаемое — мощность искажений (Т)

но активная мощность потребляется только по первой гармонике P=U×I 1 ×cos φ 1 , где I 1 — действующее значение первой гармоники тока и угол сдвига этой гармоники — φ 1 .

Коэффициент мощности

Полная мощность (S) характеризует предельные возможности источника энергии. Под коэффициентом мощности понимается отношение

При синусоидальной форме переменного тока полная мощность равна потребляемой мощности S = P только при резистивной нагрузке. Реальные потребители электроэнергии всегда имеют реактивную составляющую сопротивления и часто обладают нелинейным характером, поэтому коэффициент мощности χ≤1. В энергетике принимают специальные меры для его повышения. Международная электротехническая комиссия (МЭК) ещё в 1992г ввела в действие стандарт IEС–555–2, согласно которому любое устройство, потребляющее от сети мощность более 300 ватт, должно иметь коэффициент мощности равный единице. Это возможно только при наличии на входе активного корректора коэффициента мощности (ККМ). В 2001 принят новый стандарт IEC–1000–3–2, в котором уровень мощности снижен до 200 ватт, поскольку растёт число потребителей именно малой мощности. Поэтому любая электротехническая продукция, выходящая на международный рынок и подключаемая к сети переменного тока, должна иметь активный характер входного сопротивления.

Коэффициент пульсаций

Форма выходного напряжения ВУ в общем случае содержит постоянную (полезную) составляющую и переменную составляющую (пульсации). Она приведена на рисунке 2. Под коэффициентом пульсаций понимается отношение амплитуды первой гармоники пульсаций к постоянной составляющей U 0 , хотя его можно определить по любой гармонике, которая может оказаться больше первой.

Представив выпрямленное напряжение рядом Фурье — суммой постоянной составляющей U 0 и n гармоник с амплитудами U mn , находят коэффициент пульсаций напряжения:

Постоянная составляющая U 0 — является полезным продуктом выпрямителя, а пульсации U mn — вредной составляющей. При сложной форме пульсаций наибольшую величину может иметь не первая гармоника, а гармоника с более высоким номером, хотя обычно под k П понимается именно первая гармоника, которая используется во всех расчётах и приводится в технической документации на оборудование.

В современных выпрямителях, использующих импульсные методы преобразования, форма пульсаций существенно отличается от синусоидальной формы (см. рисунок 2б). Потребителя обычно не интересует, какая из гармоник на выходе выпрямителя имеет максимальный размах. Его интересует общий размах пульсаций или так называемый абсолютный коэффициент пульсаций (k абс), который может рассчитываться по разным формулам, например:

Например, если постоянное напряжение U 0 = 10 В, а напряжение пульсаций U m1 = 1В, то:

Видно, что абсолютный коэффициент пульсаций вдвое больше по величине и объективно отражает пульсации на нагрузке, хотя во всех нормативных документах указываются именно пульсации по первой гармонике. Поэтому к коэффициенту пульсаций надо относиться очень внимательно.

Для оценки помех, проникающих в телефонные каналы связи по цепям питания необходимо учитывать не только амплитуду, но и частоту помехи. Это связано с неравномерной чувствительностью человеческого уха в звуковом диапазоне. Поэтому вводится понятие псофометрического коэффициента a к, зависимость которого от частоты приведена на рисунке 3.

На частоте f = 800 Гц a к = 1. Относительное влияние гармоник с другими частотами характеризуется величиной псофометрического коэффициента. Эффективное значение псофометрического напряжения пульсаций U псф на выходе выпрямителя определяется выражением:

Внешняя характеристика

Внешняя характеристика вторичного источника питания — это зависимость напряжения на нагрузке от тока нагрузки: U 0 = f(I 0). Вторичный источник питания обычно представляется генератором постоянного напряжения U 0xx (холостого хода) с внутренним сопротивлением R вых. Эта схема приведена на рисунке 4.

По этой схеме можно определить напряжение на зажимах источника питания: U 0 = U 0xx − I 0 R вых. Типовая внешняя характеристика источника питания приведена на рисунке 5 и обычно имеет падающий характер.

Падение напряжения определяется выходным сопротивлением источника питания, поэтому по внешней характеристике можно определить его выходное сопротивление:

это сопротивление обычно нелинейное, поэтому его находят при заданном рабочем токе. У стабилизированного источника питания выходное сопротивление может быть достаточно мало, и тогда внешняя характеристика принимает вид, показанный на рисунке 6.

Выходное сопротивление источника питания существенно влияет на работу РЭА. Если от одного источника питается несколько блоков (широко распространенная практика), то зависимость выходного напряжения от тока источника при R вых ≠0 приводит к электрической связи между несколькими нагрузками. Эта ситуация иллюстрируется эквивалентной схемой, приведенной на рисунке 7.

где ω н — частота изменения тока нагрузки.

При импульсных токах нагрузки это условие надо выполнить для широкого спектра частот, но идеальных конденсаторов не существует. Реальный конденсатор можно представить эквивалентной схемой замещения, показанной на рисунке 8.

Здесь R с — сопротивление потерь, зависящее от тангенса угла потерь используемого диэлектрика, L — индуктивность выводов и инерционность диэлектрика. Зависимость полного сопротивления Z от частоты носит резонансный характер. Частота резонанса зависит от типа, конструкции конденсатора и меняется в широких пределах от 2 ГГц для керамических smd конденсаторов до десятков килогерц для электролитических конденсаторов. Например, для конденсатора К50-33 с напряжением 63 В и ёмкостью С = 4700мкФ, модуль полного сопротивления лежит в пределах Z = 0,03 ... 0,1 Ом в диапазоне частот 10кГц... 1МГц.. При этом значение сопротивления идеального конденсатора равно:

То есть, реальное сопротивление конденсатора на частоте 10 кГц на порядок превышает теоретическое значение сопротивления Х с. Поэтому в схемах устройств, чувствительных к помехам параллельно электролитическому конденсатору ставят плёночный или керамический конденсатор малой ёмкости, который обладает большей полосой рабочих частот.

Масса и объём

Энергетические устройства одинакового назначения сравнивают между собой по удельным массо-объёмным показателям с размерностью: Вт/дм³ и Вт/кг (иногда кг/Вт). Габариты любого электротехнического устройства определяются либо требуемой поверхностью теплопровода (VT), либо конструктивным объёмом, необходимым для размещения деталей V к. Применение интегральной и гибридно-плёночной технологии изготовления диодов, транзисторов, резисторов, дросселей и других деталей, повышает их коэффициент загрузки, т.е. увеличивается плотность тока j (А/мм²) и частота преобразования, что приводит к уменьшению массы и объёма конструкции V к. С другой стороны повышение коэффициента загрузки приводит к увеличению потерь, следовательно, возрастает и требуемый «тепловой» объём (V т). Это положение иллюстрируется графиком, приведенным на рис.7, где по оси абсцисс отложен интегральный параметр — частота f, плотность тока j, индукция В.

Можно предположить, что увеличивая частоту, можно снизить объём конструкции, однако при этом возрастает минимальный тепловой объём (мощный транзистор ставится на радиатор!). Поэтому нет смысла уходить за точку оптимума. Попадание в эту точку на этапе проектирования системы может быть только случайным, поскольку задача многопараметрическая. Любое отклонение от неё в ту или другую сторону является основанием для оптимизации режимов работы с целью повышения удельной мощности и КПД вторичного источника.

Современные выпрямители (ВБВ — импульсные) работают в районе точки оптимума и характеризуются удельной мощностью 400 ... 600 Вт/дм³ при частоте преобразования 50 ... 100 кГц. Классические выпрямители, работающие на промышленной частоте 50 Гц, имеют удельную мощность 7 ... 10 Вт/дм³ .

Литература:

1. А. Ю. Воробьев Электроснабжение компьютерных и телекоммуникационных систем. — М.: Эко-Трендс, 2002. — 280 с.

Вместе со статьей "Вторичные источники питания" читают:

Расчёт фильтров для ШИМ

В статье речь пойдёт про расчёт простейших фильтрующих цепей для сглаживания широтно-импульсной модуляции. Что такое ШИМ, где он применяется и как его реализовать читайте в отдельной статье.

Первое, на чём следует заострить внимание - это назначение цепи, для которой вы собрались строить фильтр. Немного упрощая схемы с ШИМ можно поделить на два типа:

Примером сигнального ШИМ служит, например, простейший ЦАП, под силовым ШИМ чаще всего имеется ввиду ШИМ-сигнал на выходе силовых ключей, например в импульсных источниках питания (ИИП). Строго говоря, в источниках питания сам сигнал ШИМ тоже используется в сигнальной цепи (управление транзисторами) и на выходе таких источников сигнал повторяет форму управляющих сигналов, однако имеет более высокую мощность, потому они требуют фильтров позволяющих пропускать большие мощности.

Фильтрация ШИМ в сигнальных цепях

Рис.1. Простейший фильтр нижних частот - интегрирующая RC-цепь и её АЧХ.

Тут R и С - сопротивление резистора в омах и ёмкость конденсатора в фарадах. Необходимо помнить, что для корректной работы сглаживающего фильтра постоянная времени RC-цепочки (τ = R · C ) должна быть как можно меньше периода ШИМа, тогда за один период не будет происходить полный заряд-разряд конденсатора.

Следующий важный параметр, позволяющий расчитать ослабление колебаний на заданной частоте это коэффициент передачи фильтра - это отношение K = U вых /U вх. Для данной RC-цепочки коэффициент передачи рассчитывается следующим образом:

Калькулятор ШИМ-фильтра на RC-цепочке

Обратите внимание - если вы хотите получать из ШИМ-сигнала сглаженный синусоидальный сигнал, необходимо чтобы частота среза фильтра была выше максимальной частоты сигнала, а значит частота ШИМ должна быть ещё выше.

Фильтрация ШИМ в силовых цепях

Рис.2. Фильтр нижних частот на LC-контуре и его АЧХ.

Поскольку речь в данной статье идёт о фильтре для силовых цепей, при расчёте фильтра нужно учитывать, что основная гармоника входящего напряжения тоже должна ослабляться фильтром, следовательно, его резонансная частота должна быть ниже частоты ШИМ.

Формула для расчёта частоты резонанса LC-контура:

f = 1/(2 · π · (L · C) 0.5)

1. Для исключения резонансных явлений на одной из высокочастотных гармонических составляющих ёмкость конденсатора желательно находить из условия равенства волнового сопротивления фильтра сопротивлению нагрузки:
2. Для сглаживания пульсаций таким фильтром желательно, чтобы ёмкостное сопротивление конденсатора для низшей частоты пульсации было как можно меньше сопротивления нагрузки, а также много меньше индуктивного сопротивления дросселя для первой гармоники.

Из формулы очевидно, что чем выше гармоника, тем лучше она подавляется фильтром, следовательно, достаточно рассчитывать уровень только для первой гармоники.

Чтобы перейти от комплексного представления коэффициента передачи к показательному, нужно найти модуль комплексного числа. Для тех, кто (как и я) спал на парах матана в институте, напомню, модуль комплексного числа считается очень просто: